A RFID (Radio Frequency Identification, identificação por radiofrequência) é um método de identificação automática que se baseia no armazenamento e na recuperação de dados por meio de dispositivos chamados transponders ou tags de RFID. Vários sistemas de RFID foram introduzidos, utilizando diferentes frequências de rádio e técnicas. O sistema de RFID passivo de banda de frequência ultra-alta (UHF) ganhou muita atenção devido às suas vantagens em termos de custo, tamanho e alcance de interrogação. Em particular, o uso de uma onda eletromagnética (EM) móvel permite uma faixa de interrogação comparativamente grande em sistemas RFID UHF, levando a possíveis aplicações no gerenciamento da cadeia de suprimentos. O desempenho de um sistema RFID UHF é geralmente medido por seu alcance de interrogação.
O alcance da interrogação é semelhante à cobertura de células em sistemas de comunicação sem fio. Há vários fatores que contribuem para a limitação desse alcance, sendo que os três principais são a energia necessária para ativar o chip do circuito integrado (IC) de uma tag, a sensibilidade do receptor do leitor e o ambiente de propagação. Embora o ambiente de propagação seja um fator externo que afeta o alcance da interrogação, a energia necessária para ativar o chip de uma etiqueta e a sensibilidade do receptor do leitor são fatores intrínsecos. Esses dois fatores intrínsecos estão intimamente ligados à intensidade do sinal e do ruído nos links de RFID. A relação entre essas potências pode ser facilmente determinada com o uso de um link budget, que é uma ferramenta essencial para que os projetistas de sistemas de comunicação sem fio estimem a cobertura da célula.
O processo de análise do link budget também pode ser aplicado a um cenário de RFID. Entretanto, um sistema RFID UHF tem diferenças exclusivas em sua análise de link budget em comparação com os sistemas de comunicação sem fio tradicionais. Isso ocorre porque a etiqueta RFID não tem sua própria fonte de alimentação e depende do leitor para obter energia. Como resultado, o link budget é afetado principalmente pela potência mínima necessária para ativar a tag. Outra distinção importante é que o ruído de fase do vazamento de transmissão (TX) no circulador do leitor tem um impacto maior no ruído do sistema do que o ruído térmico no receptor do leitor. Este artigo apresenta cálculos de link budget que levam em conta as características específicas dos sistemas RFID UHF, oferecendo orientação para o projeto e a implementação do sistema.
Conexões sem fio na tecnologia RFID
A Figura 1 ilustra o contraste entre uma configuração tradicional e um sistema RFID UHF.
Todo o caminho de comunicação entre o transmissor e o receptor é chamado de link de comunicação. Isso inclui o canal de propagação. Em um sistema de comunicação sem fio típico, conforme mostrado na Figura 1, há dois links: direto e reverso. O link direto é a conexão de uma estação rádio-base (BS) para uma estação móvel (MS), enquanto o link reverso é o oposto, de MS para BS. Como a BS e o MS podem enviar dados um para o outro simultaneamente, esse tipo de link é conhecido como full duplex. Nos sistemas sem fio convencionais, os níveis de potência dos links direto e reverso geralmente são equilibrados, resultando em uma cobertura semelhante. Apesar de pequenas diferenças na potência de transmissão e na sensibilidade, a cobertura dos links direto e reverso é quase idêntica.
Os links RFID, como mostrado, são diferentes dos links sem fio tradicionais. Um sistema RFID típico é composto de duas partes: um leitor e uma etiqueta. O leitor, também conhecido como interrogador, contém um módulo transmissor/receptor com uma ou mais antenas. A etiqueta inclui um microchip para armazenar dados e uma antena para transmitir os dados armazenados. As tags são divididas em tipos ativos e passivos com base no fato de terem ou não uma fonte de alimentação interna. Nos sistemas RFID passivos, as tags não têm sua própria fonte de alimentação e, em vez disso, usam os sinais de onda contínua (CW) enviados pelo leitor. Além disso, as tags passivas só transmitem dados por meio de modulação de retrodispersão. Em termos mais simples, os dados são enviados de volta ao leitor refletindo a energia da onda. Portanto, um link RFID funciona no modo half duplex: do leitor para a etiqueta e depois da etiqueta para o leitor. Isso significa que os links de RFID são inerentemente desequilibrados. Além disso, os links reversos estão intimamente ligados ao link direto porque a potência de transmissão da tag é determinada pela potência de transmissão do leitor.
Perda máxima permitida para link direto
A perda máxima permitida no link direto é influenciada principalmente pelas propriedades da tag. Para ilustrar, considerando que a potência mínima necessária para ativar o chip seja Pth, então a perda máxima em DB permitida na direção direta, denotada como Lf,max pode ser calculada como
A potência do sinal de transmissão alimentada na antena do leitor é indicada como Ptx (dBm). O ganho da antena de transmissão do leitor é representado por Gtx (dBi), enquanto o ganho da antena da tag é indicado por Gtag (dBi). A perda de potência causada pela modulação de retroespalhamento é capturada por κ (dB), e a potência limite necessária para ativar o chip é expressa como Pth (dBm).
Os sistemas RFID passivos dividem a energia recebida pela antena da etiqueta em duas partes: uma para alimentar o chip e a outra para retrodifusão. A perda de potência causada pela modulação de retroespalhamento, denotada por κ, depende do método de modulação da etiqueta, que pode ser ASK (amplitude shift keying) ou PSK (phase shift keying). Essa perda de potência pode ser calculada com a seguinte equação:
A determinação do valor 0 é normalmente influenciada pela arquitetura de design do chip da etiqueta e pela condição de correspondência da antena. Com base em observações no setor, foi estabelecido que o nível de potência de RF necessário para ativar uma tag varia de 10 μW (-20 dBm) a 50 μW (-13 dBm).3,4
A Figura 2 mostra os cálculos para o link budget direto.
A Figura 2 ilustra o cálculo conceitual do link budget para o link direto. As setas para cima representam ganhos, enquanto as setas para baixo indicam perdas. Para que o chip IC da tag seja ativado, a potência recebida, Ptag-rx, deve ser maior que Pth. Portanto, a perda máxima aceitável do caminho pode ser determinada usando a Equação 1.
Perda máxima permitida para link reverso
O sinal transmitido da tag deve ter força suficiente no link reverso para atender ao requisito mínimo de relação sinal-ruído (SNR) na saída de demodulação do leitor, semelhante a outros sistemas de comunicação sem fio. Entretanto, o sinal de onda contínua (CW) presente no link reverso para ativar a tag também afeta o alcance da interrogação do link reverso devido ao nível de vazamento de TX. Felizmente, o filtro passa-banda de banda base elimina a compensação de corrente contínua (DC) causada pelo vazamento de TX. Entretanto, o filtro não remove o ruído de fase do vazamento de TX na largura de banda de recepção, que pode ser mais forte do que o ruído térmico e afetar significativamente o alcance da interrogação do link reverso. Por outro lado, o ruído de fase do vazamento de TX não costuma ser uma grande preocupação nos sistemas de comunicação sem fio em geral, pois são usadas técnicas de duplexação como a duplexação por divisão de frequência (FDD) e a duplexação por divisão de tempo (TDD).
A Figura 3 exibe a arquitetura do leitor de um sistema RFID UHF.
Para determinar a potência do ruído de fase no sinal de fuga do TX, é necessário primeiro entender a arquitetura do leitor. A arquitetura do receptor de conversão direta mostrada na Figura 3 é usada para essa finalidade. O leitor é composto por um oscilador local (LO), um transmissor, um receptor e uma antena. A antena pode ser configurada de duas maneiras: com duas antenas ou uma antena com um circulador, conforme mostrado na figura. O circulador é um dispositivo não recíproco de três portas em que os sinais podem trafegar entre as portas do transmissor e da antena ou entre as portas da antena e do receptor. Entretanto, é importante observar que o circulador não pode isolar completamente o transmissor do receptor, resultando em um vazamento inerente entre suas portas. Normalmente, esse vazamento varia de -20 a -50 dB.
A Figura 4 mostra os cálculos para budget do link reverso.
A tag no link reverso é capaz de receber um sinal CW da antena de transmissão do leitor, modulá-lo e, em seguida, refletir uma parte dele de volta para a antena de recepção do leitor. Esse processo é ilustrado na Figura 4. Ao aplicar a equação de radar monostático desenvolvida por Balanis12 , podemos determinar a perda máxima permitida em dB para o link reverso, denotada como Lr, max.
A relação sinal-ruído máxima, Lr,max, pode ser calculada usando a seguinte fórmula:
(Ptx + Gtx + 2Gtag + Grx – Γ – NF – SNRmin – Npn – N)/2 (3)
Nesse cenário, estamos considerando as variáveis de perda de reflexão de potência (Γ em dB), figura de ruído (NF em dB), relação sinal-ruído mínima (SNRmin em dB) necessária para atender aos padrões de desempenho, potência de ruído térmico (N em dBm) e potência de ruído de fase do vazamento de TX (Npn em dBm).
O fator iônico é responsável pela perda de reflexão de energia, que é expressa como
O valor de Gamma é calculado tomando-se o logaritmo de m2 e multiplicando-o por 10, resultando em um valor final de 4.
tanto para Amplitude Shift Keying (ASK) quanto para Phase Shift Keying (PSK).
Para determinar o budget do link reverso, é necessário conhecer o valor mínimo de SNR e o ruído de fase da potência de fuga do TX. Esses fatores serão discutidos nas seções a seguir. O valor mínimo de SNR é determinado por meio de uma análise da taxa de erro de símbolo em um sistema, enquanto o ruído de fase do vazamento de TX é obtido pela integração da densidade espectral de potência (PSD) na banda passante de um filtro de banda base.
O ruído de fase do vazamento de TX
O nível de impureza espectral do LO, também conhecido como ruído de fase, é uma medida da imperfeição da onda senoidal. Ao determinar o PSD de um vazamento de TX e integrá-lo numericamente na banda passante do receptor, o nível de ruído de fase do vazamento de TX pode ser calculado.
O oscilador local (LO) fornece dois sinais de frequência equivalentes, sendo que um é usado para o transmissor e o outro para o receptor. Desconsiderando o ruído de amplitude, o sinal LO pode ser representado como.
A equação para XLO(t) pode ser expressa como ALO multiplicado pelo cosseno de [ωt + θLO(t)], com um ALO constante e um ângulo de fase variável no tempo θLO(t).
Dado que ALO representa a amplitude do sinal LO, ω representa a frequência angular e θLO(t) denota o ruído de fase do sinal LO.
A função do amplificador de potência (PA) é aumentar a potência do sinal LO. Esse sinal amplificado é então transmitido através do circulador para a antena do leitor e é emitido no ar. Ao mesmo tempo, a antena do leitor capta os sinais refletidos da etiqueta. Entretanto, é importante observar que o circulador não separa completamente o transmissor do receptor devido ao vazamento natural entre as portas. Esse sinal de vazamento, com atraso de Δt, pode ser expresso da seguinte forma.
A equação para XU(t) pode ser expressa como AU multiplicado pelo cosseno de [ω multiplicado por (t – Δt) mais o deslocamento de fase θLO multiplicado por (t – Δt)], conforme mostrado na equação (6).
Dadas as seguintes variáveis:
AU = amplitude do sinal
η = nível de fuga de TX
Δ = atraso de ida e volta entre o vazamento de TX e o sinal LO.
Antes de se aprofundar no assunto, é fundamental reconhecer que θLO(t) nas Equações 5 e 6 está conectado ao ruído de fase do LO, com exceção de um atraso no tempo.
Nesse cenário, supõe-se que o filtro passa-faixa de banda base utilizado no receptor do leitor tenha uma seletividade de frequência precisa. Para simplificar a próxima análise, a resposta ao impulso do filtro é estimada usando uma função de transferência retangular ideal, em que as frequências de corte inferior e superior são denotadas como ƒL e ƒH, respectivamente. Ao usar um receptor de quadratura, o sinal de fuga TX (Equação 6) e o sinal LO (Equação 5) são misturados e, em seguida, passam por um filtro passa-baixas. O ruído de fase resultante do sinal de fuga de TX pode ser determinado da seguinte forma.
O coeficiente de transferência do receptor, Grx, considera o ganho total dos circuitos de RF. A operação de calcular a densidade espectral de potência (PSD) de um processo aleatório, denotada por Φ{*}, é equivalente a encontrar a transformada de Fourier da função de autocorrelação do processo. Quando o RFID transmite apenas um sinal CW na banda UHF, o atraso de tempo afeta significativamente o Npn. No cenário mais extremo, o valor de ωΔt na Equação 7 é (2n-1)π/2, em que n é um número inteiro positivo. Como resultado, o ruído de fase máximo do vazamento de TX pode ser expresso aproximadamente.
Isso faz com que o leitor RFID tenha um ruído de fase máximo.
Quando as operações de transmissão e recepção usam o mesmo LO, o ruído de fase do sinal recebido fica associado ao LO. O grau de correlação entre os dois sinais depende da diferença de tempo entre eles. Se a diferença de tempo for mínima, ela reduzirá significativamente o ruído de fase na banda base. Esse fenômeno, conhecido como correlação de alcance, é utilizado em aplicações de radar, como RFID. O PSD da banda base em um atraso de ida e volta de Δt e frequência de deslocamento Δƒc é dado por6.
O gráfico rotulado como Equação 9:
mostra a relação entre o ruído de fase do LO e a frequência de deslocamento, conforme ilustrado na Figura 5 
.
A PSD do LO e seus efeitos de redução de ruído de fase devido à correlação de faixa com um atraso de ida e volta de 1 m são mostrados na Figura 5. O PSD típico do LO foi escolhido com base no desempenho mais recente do LO de RFID UHF. Para determinar o impacto da correlação de faixa no ruído de fase em diferentes frequências de deslocamento, foi usada a Equação 8. Por exemplo, uma frequência de deslocamento de 10 Hz resulta em uma redução do ruído de fase de 130 dB. A redução no ruído de fase é diretamente proporcional ao quadrado do atraso de ida e volta (r) e ao quadrado da frequência de deslocamento (Δƒc). O curto atraso de ida e volta (menos de 1 m) entre os sinais de vazamento TX e LO leva a uma redução significativa no ruído de fase em comparação com o sinal retroespalhado da etiqueta.
A Tabela 1 mostra a diminuição da potência de ruído de fase causada pela correlação de alcance com uma EIRP de 4 W, conforme mostrado na imagem abaixo.
O grau em que a correlação de faixa reduz o ruído de fase é influenciado pela largura de banda do filtro. Anteriormente, uma redução de ruído de fase medida de 41 dB foi relatada para uma taxa de dados de 160 kbps. Esse valor é semelhante aos resultados obtidos pelos autores. Conforme indicado na Tabela 1, a intensidade do ruído de vazamento do TX supera a do ruído térmico, fazendo com que a perda de caminho máxima permitida dependa principalmente do nível de vazamento do TX. Além disso, a suposição de que o ruído de fase do vazamento de TX é o principal fator na determinação do budget do link reverso é suportada. No caso de um loop de bloqueio de fase (PLL) de circuito fechado, a densidade espectral de potência do ruído de fase é filtrada pela função de transferência do PLL, resultando em efeitos de ruído de fase ainda menores. Portanto, os resultados relatados do oscilador controlado por tensão (VCO) de loop aberto representam o pior cenário possível.
Minimum Signal-to-Noise Ratio
O sinal mínimo de tag que um receptor de leitor pode detectar é determinado pelo parâmetro conhecido como sensibilidade do leitor. Essa sensibilidade é normalmente medida com base em uma relação sinal-ruído (SNR) específica no receptor. A qualidade de transmissão desejada, medida pela taxa de erro de bit (BER) ou pela taxa de erro de símbolo (SER), também contribui para a SNR. Embora uma SNR alta garanta uma baixa taxa de erro de transmissão, ela também exige uma quantidade significativa de potência de transmissão. Portanto, é mais vantajoso ter um valor mínimo de SNR que atenda à qualidade de transmissão necessária para melhorar a sensibilidade do leitor.
A sensibilidade do leitor pode ser influenciada por vários fatores, como os detalhes de implementação do receptor, protocolos de comunicação específicos e ruído, que pode incluir a interferência de outros leitores. Dependendo do esquema de codificação, diferentes equações podem ser usadas para determinar a relação sinal-ruído (SNR) mínima necessária para atingir uma determinada taxa de erro de bit (BER). Para encontrar a SNR mínima, as seguintes equações podem ser resolvidas para um determinado valor de BER.
Fórmula 10
Fórmula 11
Nesse cenário, definimos Pe como a probabilidade de erro, Pc como a probabilidade de tomar uma decisão correta, θs como o ângulo de fase usado na modulação PSK, Eb como o número de bits por unidade de energia e N0 como a densidade espectral de potência do ruído branco gaussiano aditivo.
A Figura 6 mostra a taxa de erro de bit da modulação ASK e PSK.
A Figura 6 apresenta os resultados da BER para a modulação ASK e PSK usando as Equações 10 e 11. À medida que o valor de m é aumentado, a BER diminui no caso da ASK. Para PSK, um valor de Δθ=π/4 produz um desempenho superior de BER. Para obter uma BER de 10-3, são necessárias SNRs de 10 dB, 12 dB e 15 dB para valores de m de 1, 0,8 e 0,6, respectivamente.
Cálculo de link budgets
Para demonstrar a eficácia da análise do link budget, são apresentados dois cenários: um com um leitor fixo e outro com um leitor móvel. No cenário de RFID móvel, uma antena interna e um circulador de baixo desempenho são usados devido a limitações de tamanho, resultando em um ganho de antena de -3 dBi e desempenho potencialmente ruim do circulador. As potências transmitidas são de 1 W para o leitor estacionário e 0,2 W para o leitor móvel. O modelo de espaço livre é utilizado para calcular o intervalo de interrogação ao determinar a perda máxima permitida. O intervalo de interrogação pode ser facilmente determinado pela combinação da perda máxima permitida com o modelo de perda de caminho usado.
**Resultados do cálculo do link budget na Tabela 2
O link budget produzido pode ser encontrado na Tabela 2. No Caso I, observa-se que o alcance da interrogação no link direto é menor do que no link reverso, indicando que um sistema RFID estacionário é limitado pelo link direto. Por outro lado, o Caso II mostra o cenário oposto, em que um sistema RFID móvel é limitado pelo link reverso. O principal fator de distinção entre esses dois casos é o ruído de fase do vazamento de TX. Portanto, para superar a limitação no link reverso, o vazamento de TX deve ser minimizado no Caso II. Isso ocorre porque um leitor de RFID móvel, semelhante ao do Caso II, tem isolamento TX/RX ruim, o que leva a um aumento no ruído de fase. Para obter a mesma potência de radiação isolada efetiva (EIRP), é preferível usar uma antena com um ganho maior para o leitor. Isso também ajudará a reduzir o ruído de fase causado pelo vazamento de TX.
Se houver uma diferença significativa de tamanho entre os dois intervalos de interrogação, o sistema poderá acabar desperdiçando recursos. Para evitar isso, é melhor equilibrar os dois intervalos de forma homogênea. Uma maneira de obter um intervalo de interrogação de link direto (FIR) maior é alocar mais potência de TX para o link direto. No entanto, isso pode resultar em maior vazamento de TX, levando a uma diminuição do intervalo de interrogação reversa (RIR) e, possivelmente, causando limitações no link reverso. Portanto, o simples aumento da potência de transmissão pode nem sempre alcançar um equilíbrio entre FIR e RIR. Nesses casos, a análise do link budget mencionada acima pode servir como uma ferramenta útil para garantir que FIR e RIR estejam dentro de uma faixa aceitável.
A Figura 7 ilustra o cálculo da distância em que a interrogação pode ocorrer.
O link budget com base na distância entre a tag e o leitor está representado na Figura 7. A distância máxima em que a tag pode receber energia suficiente para ligar é chamada de FIR (Forward Link Interrogation Range, intervalo de interrogação de link direto), enquanto a distância máxima em que o sinal da tag atende ao requisito mínimo de sensibilidade do leitor é conhecida como RIR (Reverse Interrogation Range, intervalo de interrogação reversa). A tensão de limite da tag desempenha um papel importante na determinação do FIR, enquanto o nível de ruído de vazamento do TX determina principalmente o RIR.
Considerações finais
O alcance da interrogação é um fator crucial na implantação de sistemas RFID UHF, pois afeta muito o desempenho e a estabilidade do sistema. Para garantir a operação ideal, é importante ter uma compreensão completa do intervalo de interrogação em relação ao link budget. Este artigo apresenta uma análise de link budget especificamente para sistemas RFID UHF. O link budget direto foi determinado com base na potência necessária na entrada do chip IC da etiqueta, enquanto o link budget reverso foi calculado considerando o SNR necessário na saída do demodulador do leitor para a recepção precisa dos dados da etiqueta.
Para demonstrar o cálculo do link budget, foi feita uma comparação entre os resultados de um leitor de RFID fixo e de um leitor de RFID móvel. Verificou-se que o FIR é menor do que o RIR para o leitor fixo, enquanto o RIR é menor do que o FIR para o leitor móvel. Isso implica que o leitor de RFID fixo opera como um sistema limitado por link direto, enquanto o leitor de RFID móvel opera como um sistema limitado por link reverso. O fator dominante na determinação do FIR é a potência limite necessária para ativar a tag, o que a torna um gargalo para a RFID estacionária. Por outro lado, para a RFID móvel, o gargalo é o ruído de fase do vazamento de TX. Essas descobertas podem servir como um guia valioso na implementação de sistemas RFID UHF.
Citações
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